發布時間：2023-03-20 16:18:24
序言：寫作是分享個人見解和探索未知領域的橋梁，我們為您精選了8篇的電路設計論文樣本，期待這些樣本能夠為您提供豐富的參考和啟發，請盡情閱讀。
通過參考成熟的CAN/LIN總線設計電路，經過基礎測試及單元電路測試，應用電路設計軟件Alti-umDesigner10．0設計了電路原理圖，如圖1所示．本設計采用SiliconLaboratories公司生產的汽車級控制芯片C8051F500Q作為整個硬件系統核心控制芯片;恩智浦半導體(NXP)公司生產的TJA1040、TJA1020收發器分別作為控制局域網CAN物理總線與協議控制器之間的硬件接口，LIN主機從機協議控制器和LIN傳輸媒體之間的接口;采用AT24C04作為存儲擴展，并結合JTAG調試燒寫電路和12V轉5V轉壓電路共同構成一個獨立完整的工作電路［3－4］．
2中央控制器硬件
電路中央控制電路如圖2所示，由于數字電路的頻率高、模擬電路的敏感度強的特點，針對通信信號線，高頻的信號線要盡可能遠離敏感的模擬電路器件，因此，本設計將模擬地與數字地進行隔離．C8051F500芯片內部提供了穩定的24M內部晶振，因而電路中未設置外部晶振電路．SiliconLabs公司C8051F500芯片內部集成博世CAN控制器，采用CAN協議進行串行通信．CAN控制器包含一個CAN核、控制寄存器、消息RAM及消息處理狀態機．控制器符合博世2．0A基本CAN標準和2．0B全功能CAN標準，方便在CAN網絡上的通信．
3電源電路設計
采用了LM2937IMP－5．0的12V轉5V轉壓芯片;為保護轉壓電路的安全性，防止回流，采用二極管N5817;輸入及輸出兩端的電容起到穩定兩端電壓的作用．CAN/LIN總線接口芯片電路設計CAN總線接口電路如圖4所示，其中P0口的P0．6和P0．7分別為CAN總線收發器TJA1040與主控制器C8051F500Q的發送接口和接收接口．TJA1040作為CAN物理總線和控制器之間的硬件接口，能提高對CAN總線的差動發送與差動接收能力［5］．LIN總線接口電路如圖5所示，LIN總線通信需要12V外部供電，P1口的P1．0和P1．1分別作為LIN總線收發器TJA1020與主控制器C8051F500Q的發送接口和接收接口，P1．2作為LIN的啟動引腳．TJA1020是LIN物理總線和主———從協議控制器之間的硬件接口，工作波特率在2．4kbits/s～20kbits/s之間．TXD管腳輸入的發送數據通過LIN收發器轉換成LIN總線信號，通過收發器控制轉換速率與波形，這樣能夠減少EME．通過一個內部終端電阻LIN總線的輸出管腳被拉成高電平．通過LIN總線的輸入管腳，收發器檢測到的數據流通過RXD管腳發送至微控制器［6－7］．
4系統調試
古人云“活到老，學到老”。學習伴隨人的一生，一個學習者具備的基本素質是其自主學習能力。最早引入“自主學習”的Holec將其定義為“負責自己學習的能力”[1]。通俗講，自主學習能力是由學習者自覺確定學習目標，制訂學習計劃，選擇學習方法，調控學習過程，評價學習結果的過程或能力[2]。自主學習需要做到“四學”，即“想學”“能學”“會學”“恒學”。基于信息化條件的自主學習是指借助現代化技術及工具完成自主學習。信息化條件包括互聯網、電子圖書館、學習軟件(如Multisim，EWB，CAD)、音頻視頻、Flash等。信息化條件下的自主學習改變了以往的師生學習模式，學員成為學習的主體，教員主要以問題引導、知識顧問、技術支持、效果評價為主要任務，引導學員充分利用和開發信息化資源，將先進的信息技術和學習過程優化整合，開展自主性學習，提高教育的質和量，更好地適應新時代的要求。
2信息化條件
2.1互聯網
隨著信息技術的飛速發展，互聯網在現代生活中越來越普及?；ヂ摼W具有信息資源海量、不受時間和空間限制的特點，因此它為自主學習提供了便捷條件。利用互聯網強大的搜索引擎功能，搜索學習內容、疑難問題、模擬考題等。計算機網絡平臺提供了一個友好的交互界面，圖文并茂，靜動結合，生動有趣。由于院校的特殊性，我院學員除了可以在特定地點及方便時間上互聯網外，還可以查閱軍網內部豐富資源?；ヂ摼W改變了傳統的學習方式，提高了學習興趣，提高了學員發現問題、解決問題的能力，使學習成為一種主動、積極的過程，自主學習意識進一步加強，學員真正成為學習的主人。
2.2電子圖書館
電子圖書館以互聯網為平臺，主要由實地圖書館和虛擬圖書館兩部分構成。實地圖書館是與傳統圖書館具有一樣的館藏圖書功能，資源歸本單位共享；虛擬圖書館是指本館沒有收藏但是從網絡系統、數據庫中可以獲得信息的圖書館，例如維普、萬方、CNKI等電子期刊，超星、國圖、阿帕比、中國軍事等數字圖書以及碩博論文、外文數據庫等等。學習者在相應數據庫進行文獻搜索、下載需要的論文、書籍完成知識的自主學習與深化，多角度、多維度的學習理論，廣范圍、廣視角的了解應用。我院電子圖書館館藏豐富，既有實地圖書館又有虛擬數據庫，為學員學習提供了資源保障。
2.3軟件工具
軟件工具是指能夠輔助學習的工具軟件，例如繪圖工具AutoCAD，ProE，3DMAX等，仿真工具simulink，EWB，Multisim，ansys等，不同領域選擇不同的軟件工具。以數字電子技術中常用的Multisim和EWB為例(如圖1和2所示)，它具有豐富的元器件庫和儀表庫，當學完電路理論之后，學員大部分直觀認識不深入，對電路是否能夠實現所講述的功能持懷疑態度，仿真軟件恰好解決了這個問題。利用仿真軟件構建虛擬的電路，通過儀表及指示裝置，直觀形象地看到電路現象，加深對理論的理解。同時，在實際搭建電路時，為了避免資源浪費及煩瑣的調試，可利用仿真軟件先驗證設計電路的正確性，之后再去實際搭建。目前學員具有電腦使用條件，只需安裝軟件即可使用，軟件工具的出現為自學提供了又一個有力的條件。
2.4自主學習平臺
自主學習平臺可以是遠程教育學習平臺，也可以是根據不同科目搭建的學習平臺。其作用是學員在教員的輔導和幫助下，自主使用網絡學習平臺，有針對性地選擇各種學習資源，調整學習時間，控制學習過程，以達到學習目標。自主學習平臺具有輔、開放性、自主性、重復性、交互性的特點[3]。為方便學員數字電子技術課程學習，教研室設計了數字電子技術網絡課程(如圖3所示)。主要包含教案、視頻、教案、習題、作業、答疑、測驗以及參考資料等內容。
3以組合電路設計為例，借助信息化條件培養學員自主學習能力
3.1組織流程
組合電路設計內容豐富，方法多樣。課本中講述多以分立元件設計為例講述，為拓展學員思路，本課程安排時筆者并未加以限定，只布置了任務，學員自行完成。教員布置任務，學員以小組形式開展學習。各小組實行組長負責制，針對任務組織學員討論、確定方案，針對不同的方案安排組員提前查閱互聯網、電子圖書館、網絡課程等資料；課上分工協作，不同學員按照不同方案設計實現；學員自學仿真軟件Multisim或者EWB，并借助軟件仿真驗證設計的正確性；設計報告由專人撰寫，匯總各種方案及方法并進行描述；由于時間限制，并非所有奇思妙想都能一一設計實現，因此附加了拓展環節，集思廣益，學員只需描述出新思路新創意即可；最后為檢驗學習效果，加入答辯環節，從小組中任意抽取一名組員，回答其他學員和教員提出的問題。
3.1.1設計任務
1個主評委和3個副評委共4人鑒定某項目，當主評委不贊同，但3個副評委全部贊同項目時，裁定項目通過鑒定；當主評委贊同并且3個副評委中多數贊同項目時，也裁定項目通過鑒定。試設計滿足要求的邏輯電路。你還能想到哪些器件設計方法？
3.1.2小組分配
本教學班次共計43人，4～5人為一小組。組長負責分工，一般2人設計方案，1人學習仿真軟件，1人撰寫設計報告，最終集思廣益，拓展創新方法。
3.1.3豐富的設計方案，多樣化的仿真實現
借助分立元件實現電路設計組合電路是課本中主要講述的方法，其他方法課本中并沒有專門提及。另外，仿真軟件使用方法，如何仿真電路都需要學員自行摸索。但從效果分析，學員都能夠通過自學或者小組互助學習方式解決上述問題?，F列舉幾種學員的設計方案及仿真電路。
3.1.4答辯環節
為保障學習效果，筆者設計了答辯形式的督促機制。要求在設計完成后，小組內每位成員都要掌握本組設計的電路方案，隨機抽取某位學員上臺講解，一旦答辯不順利，將會影響本組學員的整體成績。在這種指導思想下，每位學員都參與其中，組內互助，使得方案形成時，每位學員也都掌握了知識。本次課程筆者提問了第一組的一位學員，答辯過程中每當出現思路斷檔，整組學員的精神都跟著緊張起來，但經過思考他順利完成此環節，并且將創新性的設計思路也一同與大家分享。從答辯過程可以看出，第一組學員的團結與協作，看到了傳統課堂上無法發現的閃光點。
3.1.5設計報告
第一項設計任務，第二項設計方案，第三項拓展及心得體會。前兩項旨在對整個知識的梳理，第三項作用有兩點，一是學員方面，總結收獲及不足，創新新思路，例如第九組寫到“電路設計注意布局，圖紙與虛擬實驗有著本質差距”，第一組寫到“一個好的團隊不光有一個好的帶頭人，還要有一群踏實肯干認真聽話、積極進言的成員”。二是教員方面，便于發現學員學習中存在的問題，調查學員對教學實施的滿意度，為后續教學提供寶貴經驗。例如第五組寫到”開關的選擇開始由單刀開關接入不工作，后經小組討論和教員指導換為單刀雙擲開關完成電路仿真”。第二組寫到“課程使我們認識到數電并非純粹的理論學習，而是課堂發揮、試驗動手等綜合能力的培養”“增強了我們的發散性思維，是一種能力的提升”。
4效果分析
按照傳統講授組合邏輯電路設計方法，一般學員比較容易想到教員或者課本上講述的方法，思路禁錮到此無法跳出。時序電路設計與組合電路設計課程形成了鮮明的對比，時序電路設計任務是課后習題，教員只講授了一種設計方法，因此學員在設計過程中多數應用了這種方法，很難擴展思路，開拓創新。而此次組合電路設計是學員沒有見過的任務，教員對其沒有過多的限制，因此設計方案多種多樣，學員自學的潛力此刻淋漓盡致地表現出來。在網絡、仿真軟件等信息化條件下，學員順利完成了本講內容的學習。學員不僅掌握了組合邏輯電路設計的多種方法和仿真軟件的使用方法，還提升了自身的綜合能力。從期末考試成績上分析，平均分79.44，其中良好及以上24人。通過設計報告的心得體會及期末成績分析采取自主學習模式學員多數比較贊同，收獲頗豐。上述事實證明只要給予適合的條件，學員有能力并且能夠出色完成自主學習，同時鍛煉了學員的提出問題、分析問題、解決問題、語言表達等多種能力，強化了團隊協作意識，激發了創新思維。
5結束語
1．1聲音采集模塊
聲音采集模塊是實現聲音的采集與處理的第一步，其中傳感器采用駐極體傳聲器。傳聲器的主要作用是將聲音傳換成電壓量，以供后級電路的濾波和放大。經過調理后的電壓信號再送入模數轉換器(ADC)進行數字量化。
1．2A/D控制電路的設計
AD轉換部分是整個聲音采集系統的關鍵。本設計選用了一款精度采樣頻率較高(12位，1．65μs)的模數轉換芯片AD7864，其采用5V單電源供電。4個通道上的輸入信號可同步進行采樣，因而可保留4個輸入通道上的信號相位信息。模數轉換器控制模塊主要在FPGA的基礎上來實現，其中FPGA采用Altera公司的Cyclone系列EP1C12FQ240C8。ADC控制器采用VerilogHDL程序編程實現，設計過程中主要采用了狀態機。模數轉換器控制流程圖AD7864模數轉換后數據的讀取有兩種方法:轉換中讀取和轉換后讀取。本設計采用先轉換后讀取數據的方法，具體工作過程如下:當轉換起始信號CONVST上升沿時，4個采樣保持器進入保持狀態，開始對選擇的通道采樣。同時，BUSY輸出信號被觸發為高電平，并在轉換過程中一直保持為高，當全部通道轉換結束后，才變為低電平。EOC信號在AD7864，其采用5V單電源供電。4個通道上的輸入信號可同步進行采樣，因而可保留4個輸入通道上的信號相位信息。AD7864模數轉換后數據的讀取有兩種方法:轉換中讀取和轉換后讀取。本設計采用先轉換后讀取數據的方法，具體工作過程如下:當轉換起始信號CONVST上升沿時，4個采樣保持器進入保持狀態，開始對選擇的通道采樣。同時，BUSY輸出信號被觸發為高電平，并在轉換過程中一直保持為高，當全部通道轉換結束后，才變為低電平。EOC信號在每一個通道轉換結束時均有效。全部通道轉換后的數據保存在AD7864內部相應的鎖存器中。全部通道轉換結束后，當片選信號和讀信號有效時，就可以按照轉換順序從數據總線上并行讀取數據。
1．3存儲模塊
模數轉換的數據經過FPGA芯片內部的存儲器進行緩存，之后通過UART向上位機傳輸或者存入SD卡。SD卡是基于快速閃存的新一代存儲器，具有體積小、容量大、移動方便等特點。本設計采用閃迪公司的8G容量SD卡作為系統的存儲模塊。SD卡的讀寫采用SPI模式。SPI模式使用字節傳輸，其優點是簡化主機的設計。讀寫SD卡的操作都需要先對SD卡進行初始化，完成SD卡的初始化之后即可進行讀寫操作。SPI總線模式支持單塊(CMD24)和多塊(CMD25)寫操作，多塊操作是指從指定位置開始寫下去，直到SD卡收到一個停止命令CMD12才停止。單塊寫操作的數據塊長度只能是512字節。單塊寫入時，命令為CMD24，當應答為0時說明可以寫入數據，大小為512字節。SD卡對每個發送給自己的數據塊都通過一個應答命令加以確認，其數據長度為1個字節，當低5位為00101時，表明數據塊被正確寫入SD卡。
2結論
擴展漏極漂移區是由輕摻雜的N阱形成，可以承受高電壓。在漂移區等壓線上均勻分布著電場減緩結構，可以提高其耐壓值。為了提高柵漏之間的耐壓漂移區上的厚場氧將場板提高。但導電溝道在薄柵氧的下面且器件的跨導與導電溝道有關，所以電場減輕結構不會影響器件的跨導，襯底和N阱之間的雪崩擊穿電壓和電場減緩結構的效果決定擴展漏極晶體管的額定電壓。對此類器件設計需考慮以下參數：濃度和長坂長度、漂移區結深、長度等，器件耐壓會隨著漂移區長度的增加而逐漸上升，直到達到一定的值。外延層濃度、漂移區濃度和漂移區結深三者共同決定此值。值越大，外延層濃度應在保證源漏不穿通情況下盡量低。
2基于IP核低功耗單電源電平轉換器設計
目前已經提出的電平轉換器共有兩類，分別是單電源轉換器和雙電源電平轉換器，后者需要輸入信號的電壓供電和輸出信號的電壓供電兩種電源電壓供電。在多電壓技術中電平轉換器主要是為了實現低電壓信號轉換高電壓信號。關于不同結構的電平轉換器近年來也有許多研究學者對其研究，有的是以提高速度，有的是降低功耗。大多數設計采用的雙電源電壓，本文主要是基于IP核作為設計的主要性能指標，從而提出一種具有低耗的單電源電壓的電平轉換器。
傳統的電平轉換器設計運用的是單向電平轉換器電路，顯然，相對雙電源轉換器，在布線資源上單電源電平轉換器有明顯的優勢，例如在一個多電壓SoC上，實現模塊之間信號的傳輸需要大量的電平轉換器，一旦模塊之間的接口信號所使用的雙電源電壓的電平轉換器，一些較為珍貴的布線資源便會被占用，導致布線資源短缺，如果采用單電源電壓電平轉換器可有效緩解上述問題。一般影響電平轉換延時性能的主要因素有副端電路中各器件的寄生電阻、中間級電路電流等，在設計時如果要獲得較好的低功耗性能，對精確計算各器件尺寸及電流，一定情況下還需充分考慮器件的耐壓情況。
3結語
1.1探測器輸出信號阻抗匹配設計探測器輸出模擬信號的典型負載要求為:R≥100kΩ，C≤10pF。在設計時，選取的運放(AD843)輸入阻抗可達1010Ω，輸入電容為6pF，可滿足探測器的負載要求，設計如圖4所示。
1.2中心電平平移及差分傳輸設計探測器輸出信號動態范圍為1.7～4.2V，中心電平為2.95V，而A/D芯片對輸入信號中心電平的要求為0V。為了滿足A/D芯片對輸入信號的要求，在驅動電路上對探測器輸出信號進行中心電平平移。紅外信號屬于小信號，易受到復雜的空間干擾影響，這種影響對于單端信號影響較大。當采用差分電路設計時，正負兩路信號會受到相同的影響，但其差值ΔU=V+－V－變化較小，可減弱這種影響，因此采用差分傳輸設計，如圖5所示。2.3低噪聲設計與改進為了對設計的電路性能進行評估，使用數據采集軟件采集探測器輸出的信號并通過MATLAB對其進行分析。探測器驅動電路與系統聯調，采集35℃時黑體數據并分析，發現約有15個DN值波動(幅值為7.3mV)，如圖6所示。此時系統數字噪聲均方根為2.7mV，NETD為65mK。為了降低噪聲，在探測器驅動電路的供電入口、信號傳輸的關鍵路徑等位置加上濾波措施(如大容量鉭電容等)。重新采集圖像數據并分析，測得此時DN值波動約7個(幅值為3.4mV)，如圖7所示。此時系統數字噪聲均方根為1.4mV，NETD為34mK。
2空間環境適應性設計
2.1降額設計降額是使元器件使用中的應力低于其額定值，以達到延緩參數退化，提高使用可靠性的目的。探測器驅動電路工作于空間環境中，為了保證其安全性和可靠性，在設計過程中對元器件的參數進行了降額設計，如表1所示。
2.2抗單粒子鎖定設計探測器驅動電路工作于空間環境中，CMOS器件中的晶體管結構很容易受到空間高能粒子沖擊，進而引發單粒子鎖定效應(SEL)［3］。發生SEL后，CMOS器件鎖定區的電流將會大幅度增加，形成SEL異常大電流［4］，進而影響電路的正常工作。為了防止SEL的發生，在電路設計時采取以下措施:a)運放芯片(AD8138/AD843)的供電端串聯限流電阻;b)選用具有輸出限流功能的MSK系列LDO芯片;c)選用抗輻照器件;通過降額設計與抗單粒子鎖定設計，保證了驅動電路工作的可靠性和空間環境適應性。
3性能檢測
保持相同的光學、擺鏡和數據采集設備，分別使用本文設計的探測器驅動電路和某型探測器驅動電路采集黑體圖像數據并分析，結果如表2所示。通過表2可知，在國產探測器均勻性、一致性與進口探測器有一定差距的情況下，通過改進探測器驅動電路，最終在性能指標上趕超了某型探測器驅動電路。證明該方案設計實用、有效。通過與系統聯調，該探測器驅動電路工作穩定、可靠，可滿足空間要求。
4總結
首先通過鍵盤輸入需要的溫度，然后由溫度傳感器PT100測量油槽內溫度，溫度的變化變換成電阻大小的變化，經過測量電橋中電路處理后變換成微弱的電壓信號，在精密放大電路中完成調零及信號調理，以滿足A/D輸入信號的要求，然后送入ADuC848單片機。在ADuC848單片機中將溫度測量信號與設定信號比較，通過運算得到一個控制量，該控制量再經過ADllc848自帶PwM輸出信號控制加熱用電力電子器件導通占空比，最終實現對加熱量的控制。系統采用LCD128x64液晶屏顯示系統設定溫度值和當前溫度值，并在系統進行穩定狀態時，利用聲光電路發出提示信號。
2.系統硬件電路的設計
2.1.系統控制芯片的選擇
傳統的油糟溫度控制的精度是士0.05℃，我們的控制精度是士0.01℃，按照系統的最高溫度是200℃計算，要求系統A/D變換的精度不低于士0.01℃，所需要的A/D轉換器的位數不低于16位，因而在選擇控制芯片時，這個問題必須考慮。除此以外，還需要考慮系統對D/A變換器和運算速度的要求。ADllc848[3]是美國模擬器件公司(ADI)最新的片上系統級(SOC)微轉換器(Mier。Conver*er)。該芯片集成有單周期指令的8052閃存MCu，最快速度達到11.58MIPS，內部有ZKRAM，4KEZPROM，62KFLASH。芯片的內部集成有8個單端輸入(4個全差分輸入)的16位模數轉換器(ADC)，片內的電壓基準為1.28v，精度1%，電源噪聲抑制45dB，溫漂100PPm/℃。芯片自帶1個12位的D/A轉換器、2個16位的PwM控制器、l個速率達384kbps的RS232串口等。芯片自帶A/D變換器的量化誤差為200℃/65536=0.003℃，完全可以滿足控制精度的要求。
2.2.測量及精密放大電路
信號采集的精度受到電路中供橋電源的精度的影響，設計過程中采用LM317構成精密穩壓電路為電橋供電，以提高測量精度。為保證電橋的測量精度，橋臂電阻應選用溫度系數小精密金屬膜電阻。精密放大電路如圖2所示。電路中包含一級放大電路和二級放大電路兩部分。其中一級放大采用儀表放大器AD620，該放大器具有較高的精度和較高的共模抑制比，只需調節RG即可將增益調節在1一1000之間。為了抑制高頻干擾信號，需要在AD620的輸人端加人濾波電容和限幅電路。二級放大采用LM358運算放大器，通過調節反饋電阻RF來調整放大器的增益，以適應寬范圍的溫度測量。在實際應用中為了保證測量信號的準確性，在軟件中設置了克服零偏的調零功能，由系統軟件自動完成。
2.3.ADuC848單片機電路
標準油槽精密溫度控制系統以ADuC848單片機在系統軟件的設計中應充分考慮系統軟件與硬件電路的有機結合，有效利用無差拍控制技術來減小過渡過程時間和提高控制精度。在標準油糟溫度的各種控制方案中，無差拍控制是一種跟蹤精度高、瞬時響應快的優秀數字控制策略。與模糊控制方法[l]相比，其算法算法更簡單，系統資源需要的更少，但無差拍控制是一種基于對象精確模型的控制方法，其控制質量在很大程度上依賴于控制器參數與負載參數的配合，因而在實現過程中，需要對模型和負載參數有個較精確的把握。在每個采樣周期內，根據參考信號和當前采樣周期得到的溫度測量值實時計算出所需的脈寬么T，并給出開關控制信號，實現油糟溫度無差拍跟蹤參考信號。整個測量系統的軟件設計采用模塊化設計，由A/D采樣模塊、數字濾波模塊、顯示模塊、模糊算法模塊和輸出信號比占空比控制模塊等，在完成基本功能的基礎上，還可以增加系統的功能，如增加自診斷、自保護和故障實時監測及報警功能。系統軟件流程如圖3所示。
3.結束語
為提高系統輸出信號的精度，采用低速、高精度的DAC。此類DAC多采用SPI或IIC總線與主控制器通信，占用控制器的IO口較少。時下流行的STM32系列或MSP430系列微控器的硬件資源都滿足要求。為便于野外現場使用，系統采用鋰電池供電，這就要求主控制器具有較低的功耗以延長電池續航時間，以極低功耗著稱的430單片機成為首選。由主控制器、時鐘電路、復位電路構成了主控制器的最小系統。系統硬件總體框圖如圖1所示。按鍵和氣象量顯示模塊主要實現人機交互功能，用來調節輸出信號的大小，設置氣象量和電信號之間的轉換關系等。根據氣象傳感器輸出信號的范圍，可設定若干檔位的輸出信號，以覆蓋傳感器的范圍即可。按鍵接在430單片機的中斷口上。顯示模塊的控制和數據總線由單片機的IO口來提供。DAC模塊是產生電壓信號的核心。主控制器將數字量送給DAC后得到模擬電壓信號，為使產生的信號和傳感器范圍一致，DAC的輸出信號需進行調理。數字系統和電源都會對模擬部分產生干擾，引起誤差。采用DC－DC電源隔離、DAC總線隔離提高DAC輸出信號的精度。輸出電信號和氣象量之間存在轉換關系，轉換函數存儲于EEPROM芯片中。為進一步提高精度，系統也需要定期檢定。采用零滿刻度校準的方法，用高精度的數字萬用電表測量輸出信號的實際值，將實際值和理想值的差值保存于EEPROM中，系統根據差值去修正輸出信號，差值和轉換函數都通過串口由上位機寫入存儲電路中。軟件補償切實提高了系統的穩定性和精度。
2模塊電路設計
2．1主控制器端口分配及人機交互模塊
主控制器選擇TI公司的MSP430F169，利用其豐富的中斷作為按鍵輸入，內部自帶的UART模塊實現串口通信，采用IO口模擬SPI總線與DAC通信，低功耗的128×64LCD用于顯示輸出信號大小及對應的氣象量。主控制器的最小系統及端口分配如圖2所示。主控制器的P1．0～P1．3接按鍵，采用中斷方式。4個按鍵的功能包括：調節電信號和氣象量之間的轉換關系鍵SET、增大和減小輸出信號鍵UP和DOWN、確認保存參數鍵ENTER；P3．0～P3．3端口的RS、RW等為LCD的控制總線；P5．0～P5．7為LCD的數據總線；P3．6～P3．7為單片機部自帶的UART模塊的收發端口，用于串口通信；P4．0～P4．2作為DAC的SPI總線；P4．3～P4．6用于存儲器的總線。TDO／TDI～TCK為單片機的下載口。P6．0端口MeaV為單片機內部自帶的ADC模擬輸入通道，用來監測系統電源。晶振X2和電容C1、C2構成時鐘電路，電阻R8和電容C3構成上電復位電路。
2．2模擬信號產生DAC模塊
為產生程控的高精度電壓信號，采用高精度的數模轉換芯片，輔以總線隔離、電源隔離等措施提高精度。工藝上采用四層印制板電路。產生的信號為微伏級，選用16位的低功耗、單通道電壓輸出型DAC芯片AD5660，滿量程輸出電壓范圍可達2．5V。軟件編程模擬SPI總線與主控制器通信。AD5660內部硬件結構如圖3所示，主要由數字量輸入寄存器、電阻串型DAC、基準源、輸出緩沖放大電路組成。由圖3可知，AD5660內部含有一個增益為2的放大器。設D為載入DAC寄存器的二進制編碼的十進制等效值，則輸出電壓VOUT的大小為16位的AD5660－1內置1．25V的基準電壓，輸入數字量D的范圍為0～65535。根據式（1），輸出電壓VOUT的范圍為：0～2．5V。采用總線隔離和電源隔離措施，以提高輸出電壓的精度。iCoupler技術的四通道數字隔離器ADUM1401具有優于光耦合器的出色性能［4］，系統利用ADUM1401作為DAC模塊的SPI總線數據轉換器，使AD5660的總線與主控制器完全隔離。同時，采用DC－DC芯片MEB01Z－05S05D為信號產生部分提供獨立電源。MEB01Z－05S05D的輸出功率可達到1W，且其具有極低的紋波，Vp－p≤10mV。其電路如圖4所示。
2．3信號調理電路
濕度傳感器輸出信號為0～1V，氣壓傳感器設置于模擬模式時，輸出電壓為0～5V，而總輻射傳感器的輸出信號十分微弱，小于30mV。DAC輸出信號需要經過調理電路，產生與傳感器輸出范圍和分辨率一致的信號。這里以產生0～30mV的微弱電壓信號為例，設計其信號調理電路如圖5所示。
2．4參數存儲及串口構成軟件補償電路
除采用總線隔離、電源隔離、低溫度系數電阻、低失調電壓運放等提高系統輸出信號的精度外。設計參數存儲和串口通信電路，利用軟件來對信號輸出進行校準，進一步提高輸出信號的精度。軟件補償的思路是采用零滿刻度校準法，用高精度的61／2位數字萬用電表測量系統在零點和滿量程時的實際輸出，并記錄與理想值的偏差。上位機通過串口將偏差值寫入到存儲器中。系統每次進行D／A轉換之間先讀取存儲器中的偏差值，并調整單片機送給DAC的數字量，使輸出信號接近理想值。偏差值存儲于EEPROM中，如圖6所示。同時，氣象量和電信號之間的轉換函數關系也存儲于EEPROM中。MSP430F169內部自帶了UART模塊，只需在輔以常用的MAX232構成電平轉換電路即可與上位機通信。
3系統軟件電路設計
系統任務主要包括時鐘初始化、LCD的初始化、信息顯示、系統電源電量顯示、軟件校準、按鍵切換輸出檔位等。根據各功能模塊，確定系統的軟件設計流程和中斷服務程序功能。主程序主要完成初始化工作；電量檢測需定期進行，故在定時中斷服務程序中完成；檔位切換和信息顯示等在外部中斷服務程序中實現；校準參數和轉換函數通過串口的中斷服務程序由上位機寫入EEPROM中。系統主程序流程如圖7所示。輸出信號大小的調整由按鍵中斷服務程序實現，圖8為UP鍵按下時的服務程序流程。
4系統測試
為提高系統精度，PCB采用4層印制板。中間2層為GND和隔離后的電源。利用高精度的61／2位數字萬用電表對系統進行零滿刻度校準。校準步驟如下：（1）設定輸出值為0mV，利用萬用電表測量此時的實際輸出電壓值V1；（2）將V1通過串口調試助手寫入下位機，單片機根據V1計算零點偏差，并保存于EEPROM中；（3）設定輸出值為30mV，利用萬用電表測量此時的實際輸出電壓值為V2；（4）將V2通過串口調試助手寫入下位機，單片機根據V1，V2，計算線性校準函數的斜率和截距，并保存于EEPROM中。系統校準后，再通過按鍵切換輸出檔位，并用萬用電表測量實際輸出值，測試結果如表1所示。結果表明，系統經過軟件校準后，輸出微弱電壓信號的誤差小于10μV。但通過高速的數據采集卡測量，系統瞬時值存在80μV的抖動。分析其原因是由于萬用電表測量時進行了滑動平均處理，測量值為短暫時間的平均值，抖動被抵消。經過反復測試和分析得知，雖然采用4層PCB在硬件上減小了干擾，但空氣中的電磁場仍然在PCB板上形成了干擾。整個PCB需要采用一定的屏蔽措施或在有良好的電磁環境下測試。
5結束語
關鍵詞：猝發式紅外測試扭矩轉速發射電路
利用紅外通信進行旋轉軸動態參數測試，主要是為了滿足坦克、裝甲車輛狹小空間中運動部件動態參數測試的強烈需求。由于紅外通信在空間和成本的優勢，從上述理論研究和實車試驗中證明其較高的應用價值。
猝發式紅外近距離測試系統是在紅外近距離測試系統的基礎上，針對更加狹小的空間如發動機輸出軸，提出的一種點對點式的紅外數據傳輸的扭矩測試系統。
1坦克發動機扭矩信號采樣頻率分析
坦克發動機屬多缸發動機，是采用各缸順序點火、輪流作功的方式工作。實測得到發動機輸出軸上產生的力矩（扭矩）是一個隨轉速變化的周期信號，該信號的幅值極不規范。工程中所述扭矩為平均扭矩，定義在一個循環內（720°曲軸轉角）扭矩的平均值。高速、高功率密度柴油機有6缸、8缸和12缸之分，其最高轉速均不超過3000r/min，從這一目標出發選用扭矩信號頻率最高的12缸發動機計算扭矩信號周期T。
當nmax=3000r/min時，
T=（10/nmax）3.33（ms）
按采樣定理工程實用采樣頻率是信號固有頻率的5～10倍的原則，以及實際運行效果的試驗，取系統采樣周期為500μs即采樣頻率為2kHz。
圖2發射部分結構框圖
2猝發式紅外近距離測試系統模型的建立
按圖1建立猝發式紅外通訊的實物模型，發射器安裝在旋轉軸上，接收器安裝在旋轉軸上，接收器可安裝在軸向和徑向兩個方向的適當位置，其計算分析相似，由于徑向安裝比較方便，故安裝在徑向。
圖1中β——接收器的接收半角；
R——旋轉軸的半徑；
α——發射器的發射半角；
L——接收器與發射器的最小距離；
θ——發射器和接收器分別與圓心連線的夾角；
A——紅外接收管；B、C——紅外發射管。
弧長BC（設為S）與通訊時間成正比，故弧長S的大小決定了通訊時間的長短，稱弧長S為發射窗口。由模型知θ決定了發射窗口的大?。ó擱一定時），只有當α小于或等于發射器的最大發射半角時，發射器發出的紅外光才能被接收器直接接收。目前使用發射器的最小發射半角為15°。當α=15°時，由三角形OAB可知：
(sinβ)/R=sin(π-15°)/(R+L)（1）
sinβ=R/(R+L)sin15°(2)
θ+β=15°（3）
故θ=15°-β
T=2Rθ/(Rω)=(2θ)/ω(4)
由于θ與有效通訊弧長AB成正比，而弧長AB又與通訊時間成正比，故增大θ可增長通訊時間。由上式可知，增大θ有兩種方法：減小R，或增大L。
設軸的角速度為ω（rad/s），一轉中采樣的數據個數N，每個數據占有M位，紅外通訊傳輸的波特率為V（bit/s），發送N個數據需要時間為tall(s)，發射器通過發射窗口的時間（即有效通訊時間）為T（s），則一轉中發射數據所需總時間為：
tall=(MN)/V（5）
如設轉速為3000r/min，2θ=30°，由（4）式得：
T=1.67ms
設N=200，即采樣頻率
f=200sps/r×(3000r/min)/60=10ksps
若M=16,V=2Mb/s，
得：
tall=(200×16)/2M=1.6ms
由于tall<T，該模型可物理實現。
3發射部分電路設計
上面通過對發動機輸出功率信號進行分析，確定了采樣頻率，進而估算出存儲器的最小存儲容量，并建立了數據傳輸模型。采用猝發方傳輸數據，需要存儲軸旋轉一轉所采集的所有數據，然后在發射窗口將數據發送給接收器，實現數據的瞬發。其特點是不需要安裝一個圓周的接收器，如果所測軸半徑較大或被測環境較緊湊，則近場遙測是不易實現的。而猝發遙測只需一個或幾個接收器就能達到目的。
發射部分的結構框圖如圖2，這部分發現扭矩信號的采集、數字信號的編碼，并將采集數據放在FIFO存儲器中。當紅外發射管接收到取數碼命令后，如果采集電路斷電，入于低功耗狀態，則通知電源管理器打開電源VCC，讓采集電路開始工作；如果采集電路已經開始工作，則會的開取數時鐘，讓FIFO移出數據，送給紅外發光管發送給接收器。
3.1數據的存儲
由于采用猝發方式進行數據的傳輸，需要設計一個存儲器將一轉中所采集的數據先存放起來，當發射器經過發射窗口時，將數據實時地傳輸給接收器。存儲器是發射部分的關鍵元件之一，它的選取直接關系到A/D變換器的選取以及控制電路的設計。對存儲器的要求是先采集的數據先發送，后采集的數據后發送，否則接收部分將無法正確恢復原始信號，達不到測試的目的。因此需選擇一個先進先出FIFO的16位存儲器。又由于發射器是單通道，只能將數據以串行方式發送，所以要求存儲器的輸出是串行的，這樣能減少并轉串的中間環節。如果具有串進串出的FIFO，那樣發射部分的體積會更小且控制邏輯更簡單，這是筆者希望的。但實際上只查到并進串出FIFO和具有可編程的串并進-串并出四種功能的FIFO，由于后一種芯片體積大、功耗也大，所以選擇了并進串出的FIFO。
綜上所述，選用了IDT72105，容量為256×16位，高速、低功耗，具有獨立收、發時鐘控制的同步/異步FIFO存儲器。它不但提供了存儲空間作為數據的緩沖，而且還在EPP并行總線和A/D轉換器之間充當一彈性的存儲器，因而無需考慮相互間的同步與協調。FIFO的優點在于讀寫時序要求簡單，內部帶有讀寫的環形指針，在對芯片操作時不需額外的地址信息。當它接收到由紅外發射管發出的取數指令SOCP后，通過SO端將同步幀信號輸入到紅外發射管的TXD端，發射出去。
圖5監測碼編碼器和幀結構
3.2數據采集電路
由于選擇了并進串出的FIFO，最好選擇并行輸出的A/D變換器，要求單電源供給，故選擇了AD公司的AD7472，分辨率為12位，低功耗，電源供電范圍為2.7～5.25V。AD7472轉換器可以工作于三種模式：（1）高速采樣模式（HighSampling）；（2）睡眠模式（SleepMode）；（3）猝發模式（Burstmode）。由于系統的采樣頻率不高（4kHz），所以利用AD7472的猝發模式，它與第二種模式相同，只是輸入時鐘（CLKIN）不連續，僅在轉換期間才提供時鐘信號，這樣能夠減少功耗。
在此模式下，當CONVST上升沿到來時，轉換器進入蘇醒期需1μs的時間（tWAKEUP），在這個期間如果CONVST的下降沿已到來，A/D并不立即進入轉換期，直到1μs之后；如果1μs之后下降沿才到來，則轉換器在下降沿到來的時刻開始轉換，整個轉換需14個時鐘周期。值得注意的是：當BUSY信號為高后，時鐘信號應在兩個時鐘周期內出現，且在轉換期間不能改變數據總線的狀態。實際設計采樣頻率與讀數控制電路的時序如圖3。CONVST信號頻率即采樣頻率為4kHz，周期250μs，正向脈寬2μs，即A/D蘇醒之后，再過1μs才開始數據轉換，RD信號正是利用這1μs對A/D進行讀數操作。
3.3同步幀電路設計
由于系統將一轉中采集的數據記錄在FIFO存儲器中，并且數據傳輸方式為無線串行通訊，所以需要將數據以幀的形式開，以便于接收部分的解碼。作者設計了16位的同步碼，最高位為低，用于分區幀與幀的數據；最低位也設為低，用于分開同步幀與數據，并為解碼提供移位脈沖產生時間。一幀數據除同步碼以外，由8個16位采樣數據組成，總共112個比特。產生步碼的電路如圖4。
圖6取數據控制電路
3.4監測碼編碼器和幀結構
FIFO存儲器字長為16位，A/D轉換器為12位，還剩余4比特。為了增強數據的可信度和數據的糾錯能力，設計了4個監測碼，分布在數據的兩側，如圖5。4個監測碼鎖存在元件74L5243里，每一個寫信號到來時，都需寫入4位監測碼。由于這4個監測碼分布在12位數據的兩側，在接收端接收到數據后，首先檢測這4個監測碼；如果監測碼無誤，則接收到的數據可信；如果有誤，則有可能前移一位或后移一位。若通過這樣的修正后，這4位監測碼與實際相符，則可修正數據。若不相符，則該數據不可言。
3.5取數控制電路
