發布時間：2023-03-17 18:02:48
序言：寫作是分享個人見解和探索未知領域的橋梁，我們為您精選了8篇的濾波器設計論文樣本，期待這些樣本能夠為您提供豐富的參考和啟發，請盡情閱讀。
該濾波器幅頻特性自動測試儀的功能是能夠輸出可調頻率的正弦波給被測濾波器,并測量經過濾波電路后的正弦波信號的變化,從而得出被測電路的幅頻特性。下面是幅頻特性檢測的大致步驟即本文安排:第一章是前言,介紹了課題的研究背景,國內外對幅頻特性測試系統的研究現狀,以及論文的選題背景及意義。第二章主要是系統的系統設計部分,首先對濾波器的設計原則與方法進行了介紹,然后設計了一個六階帶通濾波器,對電路原理進行了設計仿真,最后提出了系統設計原理、設計指標與系統結構。第三章主要介紹了硬件電路部分的設計輸入與設計輸出。采用直接數字式頻率合成的方法產生正弦波。選取LM324作為幅度控制電路,矩陣式鍵盤用來完成功能選擇、參數輸入。第四章主要是信號處理部分,單片機與上位機之間進行串口通信,方便進行數據處理、仿真,最后進行繪圖。第五章主要介紹圖形用戶界面GUI,系統測試方法與不同測試方法對比,章末進行了誤差分析。第六章對整篇文章進行總結,最后提出改進措施。
3濾波器幅頻特性自動測試系統硬件電路設計……………………17
3.1正弦掃頻信號發生模塊………………17
3.1.1正弦掃頻信號方案選擇………………17
3.1.2 DDS基本原理………………18
3.1.3 DDS芯片介紹………………19
3.1.4 AD9833芯片波形產生原理 ………………20
3.1.5 DDS硬件設計………………20
3.2數據處理及控制電路………………22
3.3幅度控制模塊………………23
3.3.1芯片簡介………………24
3.3.2幅度控制電路………………24
3.4鍵盤及顯示模塊………………25
4濾波器幅頻特性自動測試系統軟件設計……………… 31
4.1軟件幵發環境………………31
4.2軟件設計方法………………32
4.3系統流程圖………………37
5濾波器幅頻特性自動測試系統測試方法……………… 39
5.1 GUI圖形用戶界面………………39
5.2系統測試………………40
關鍵詞：再入段；UKF；聯邦濾波；組合導航；可重復使用運載器
中圖分類號：V249.32；TP391.9 文獻標志碼：A
Reentry integrated navigation of reusable launch vehicle based on federated UKF algorithm
REN Fang，LUO Jianjun
(School of Astronautics，Northwestern Polytechnical Univ.，Xi’an 710072，China)
Abstract：With the reentry problem in astronautic technology field，the Unscented Kalman Filter(UKF) algorithm is designed based on federated filter according to the nonlinear characteristic of the state equations in navigation system. And it is applied in the integrated navigation system of Reusable Launch Vehicle(RLV). The integrated navigation system of RLV which includes inertial navigation，satellite navigation and celestial navigation is simulated and compared with the system based on traditional federated filtering algorithm. The result demonstrates that the integrated navigation method and the UKF algorithm based on federated filtering can improve the navigation precision，robustness and reliability.
Key words：reentry；unscented Kalman filter；federated filtering；integrated navigation；reusable launch vehicle
0 引 言
可重復使用運載器(Reusable Launch Vehicle，RLV)是指可以重復使用的、能迅速穿越大氣層、自由往返于地球與太空之間的多用途航天器.RLV是降低航天運輸費用的有效手段，是未來航天領域發展的必然趨勢，而導航系統是RLV的關鍵技術之一.與航天飛機相比，RLV更重視導航系統的自主性、自適應性、魯棒性和智能化.[1] 再入問題一直是航天領域科技發展的重點與難點.本文參考國外RLV再入段導航系統現狀，給出再入段組合導航方案，并推導再入段非線性狀態方程，對再入段組合導航方案進行研究.
UKF(Unscented Kalman Filter)是JULIER等[2，3]提出的1種新的狀態估計方法.對于線性系統，UKF的濾波性能與卡爾曼濾波相當；但對于非線性系統，其性能則明顯優于推廣卡爾曼濾波.[4]本文對RLV再入段組合導航設計基于UKF的聯邦濾波算法，仿真試驗表明這種方法的可行性.
1 組合導航方案設計
RLV再入段飛行的特點是速度快、攻角大、氣動力干擾大，飛行過程中存在黑障現象.X-33的再入段就采用GPS/INS組合導航.
GPS/INS組合可以得到較穩定的位置、速度信息，適中的姿態精度信息，但在黑障區GPS導航失效.天文導航是完全自主的導航方法，基本原理是通過姿態敏感器測量航天器與天體的幾何關系，確定航天器的軌道位置，有良好的自主性.[5]慣性/天文組合導航可以在黑障區完成導航任務[1]，經過黑障區后重新捕獲GPS信號，對慣性導航進行校正.因此，慣性/衛星/天文組合導航是可行的導航方案.
2 基于聯邦濾波的UKF算法
傳統的導航濾波器采用擴展卡爾曼濾波(Extended Kalman Filter，EKF)算法，但對非線性系統EKF不能滿足局部線性化假設會導致濾波器性能不穩定.UKF是1種解決非線性問題的新方法，基本思想仍然采用與EKF類似的1套遞推公式，通過狀態與誤差協方差的遞推以及利用量測時刻的信息進行更新來估計狀態的均值和方差.與EKF不同的是，UKF利用一系列近似高斯分布的采樣點，通過UT變換進行狀態與誤差協方差的遞推和更新，不需要計算狀態方程和測量方程的Jacobian矩陣，不存在線性化誤差，濾波精度優于EKF.因此，針對RLV再入段的狀態方程非線性特點，用UKF可以獲得更好的濾波精度.
聯邦濾波由若干子濾波器和1個主濾波器組成.子濾波器根據各自的觀測模型和測量數據進行測量更新，輸出局部估計結果；主濾波器處理和融合所有的局部輸出，給出全局狀態估計，融合后的結果反饋到各子濾波器中，作為下一周期的初值.聯邦濾波提高系統的容錯能力，但傳統聯邦濾波中各子濾波器一般用EKF實現，對于非線性系統，濾波精度和穩定性會受影響.本文將UKF方法應用到聯邦濾波中，極大提高濾波器的性能.聯邦濾波的算法流程如下：(1)確定各子濾波器和主濾波器的初始信息(狀態初值及其協方差陣、系統噪聲協方差陣、量測噪聲協方差陣).(2)信息分配：選擇βm=0，βi=1/N的有重置結構，見圖1.
由表1和2可以看出，UKF的濾波精度高于EKF.在黑障前UKF雖優于EKF，但優勢不明顯；在發生黑障后，UKF相對EKF的優勢明顯，特別是可以有效減小位置估計誤差.因此，在黑障發生前使用EKF和UKF均可，但在黑障發生后使用UKF算法較好.
5 結 論
研究可重復使用飛行器再入段組合導航，設計慣性/衛星/天文組合導航方案和基于UKF的聯邦濾波算法.結果表明該方案位置精度約為10 m，速度精度為0.05 m/s，姿態精度為0.05°.聯邦濾波保證了導航系統的高精度和穩定性.將UKF算法應用到聯邦濾波中，比傳統的EKF方法能獲得更高的精度和更好的魯棒性.
參考文獻：
[1]李瑾，楊博. 可重復使用運載器再入段導航關鍵技術研究[EB/OL]. 中國科技論文在線，[2007-03-13]. http：///paper.php?serial_number=200703-176.
[2]JULIER S J，UHLMANN J K，DURRANT-WHYTE H F. A new approach for filtering nonlinear systems[C]// Proc American Contr Conf，Seattle，USA，1995：1 628-1 632.
[3]JULIER S J，UHLMANN J K. Unscented filtering and nonlinear estimation[J]. Proc IEEE，2004，92(3)：401-422.
[4]張 瑜，房建成. 基于Unscented卡爾曼濾波器的衛星自主天文導航研究[J]. 宇航學報，2003，24(6)：646-650.
[5]劉 勇，徐世杰. 基于聯邦UKF算法的月球探測器自組合導航[J]. 宇航學報，2006，27(3)：518-521.
關鍵詞：濾波器 集成波導 頻率變換
中圖分類號：TN713.5 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2013）12-0153-01
1 腔體耦合帶通濾波器的設計步驟
腔體耦合帶通濾波器的設計可分為如下七個步驟：
（1）根據設計指標對帶內紋波的要求，選定濾波器是切比雪夫型還是巴特沃斯型。一般來講，在滿足通帶內的紋波時，都會選取切比雪夫型，因為它截止速率更快，使用元件數量更少，設計簡便，易于調整。（2）根據需要截止的頻率，計算出低通原形濾波器需要的元件個數n。若n計算得到非整數，則n取稍大一些的整數。（3）若選取切比雪夫型濾波器，根據通帶內可容忍的紋波程度的大小，以及元件個數n，查表得到原形低通濾波器中各個元件的值。（4）根據設計指標中的帶寬要求，計算出輸入、輸出腔的外部品質因數與各腔體之間的耦合系數。（5）根據設計要求的中心頻率，可得到基片集成波導諧振器的長度和寬度，一般情況下，使用正方形的諧振器。（6）根據諧振器的結構設計耦合結構。可以選擇電耦合、磁耦合，是感性耦合還是金屬通孔耦合等，提取輸入、輸出腔體的品質因數和各個腔體之間的耦合系數。（7）整體仿真，對耦合系數、外部品質因數、各腔體之間諧振頻率等敏感參數進行微調，使濾波器達到最佳性能。
這七個步驟為本章腔體濾波器設計的基礎。本節將詳細敘述一款三腔體耦合帶通濾波器，從濾波器設計指標的要求出發，到如和計算外部品質因數和耦合系數，再到如何在電磁仿真軟件中提取計算所得參數。
2 三腔耦合帶通濾波器詳細設計
（5）設計此濾波器為感性耦合，為了使結構更加緊湊，采用共面波導饋電，建立單腔模型，來提取外部品質因數。諧振腔的外部品質因數，L1越長，外部品質因數越低；相反L1越短，諧振腔的外部品質因數越高。通過L1可以調節到我們需要的外部品質因數。如圖1所示，不同外部品質因數時的回波損耗曲線，通過掃描一系列的L1，可以擬合出一條反映L1與外部品質因數之間關系的曲線。通過擬合的曲線可以得到我們需要的諧振腔外部品質因數時L1的長度，如圖1所示。從擬合曲線中讀數，我們可以得出L1的長度為1.086mm時，其外部品質因數為53.21。
（6）提取耦合系數，建立雙腔模型。其中兩腔體的耦合就是靠它們共用的金屬通孔壁上的窗口進行的，窗口寬度為La。La越大，兩腔的耦合作用越強，La越小，兩腔的耦合作用越弱。調節La即可得到需要的耦合系數。不同耦合系數時，雙腔模型的回波損耗曲線，可以看出，耦合系數越小，兩個諧振點（即11S曲線的兩個極小值）越靠近。通過掃描一系列的La，可以擬合出一條反映La與耦合系數之間關系的曲線。通過擬合的曲線可以得到我們需要的兩個諧振腔的耦合系數，如圖5.6所示。從擬合曲線中讀數，我們可以得出La的長度為3.98mm時，其外部品質因數為0.02667。
（7）由以上幾個步驟我們得到了濾波器的初始尺寸，建立濾波器整體模型，具體參數如表1所示。
分析以上結果，可見帶內的回波損耗S11過大，導致帶內性能較差，可以調節外部品質因數、耦合系數和諧振腔諧振頻率等參數進行改善。中心頻率為11.6GHz，與設計目標相吻合。相對帶寬為4.4%，比設計要求大一些，這需要減小耦合程度。所以我們通過調節此濾波器的敏感參數如L1、La腔體諧振頻率等進行優化。
參考文獻
關鍵詞：線性調頻信號，產生方法，壓縮方法
線性調頻信號具有非線性相位譜，能夠獲得較大的時寬帶寬積;與其它脈壓信號相比，很容易用數字技術產生，且技術上比較成熟;所用的匹配濾波器對回波信號的多卜勒頻移不敏感，因而可以用一個匹配濾波器處理具有不同多卜勒頻移的回波信號。這將大大簡化信號處理系統，因此它在工程中得到了廣泛的應用。采用這種信號的雷達可以同時獲得遠的作用距離和高的距離分辨率。
一、線性調頻信號的產生方法
隨著數字技術的發展，以前由模擬方法完成的許多功能逐漸被數字方法所取代，復雜的雷達信號的產生也基本完成了由模擬技術到數字技術的質的轉變。因為與模擬方法相比，數字方法具有靈活性好、可靠性高、失真補償方便，及易于實現相參等明顯優越性，現己成為產生高性能線性調頻信號的主要方法。數字方法產生線性調頻信號的方法主要包括兩種，波形存儲直讀法和直接數字合成法（DDS）。
波形存儲直讀法是一種經典的基帶信號產生方法。它是預先根據采用頻率、基帶帶寬、時寬等信號參數，通過線性調頻信號的數學表達式分別計算出兩路正交信號的采樣值，按照順序預先寫入高速內存中。通過對采用時鐘進行計數而順序產生高速內存譯碼地址，依次從高速內存中讀出預先寫入的兩路正交信號的采樣值。I、Q兩路分別經過數模變換、低通濾波產生兩路正交線性調頻基帶信號。這種方法具有原理簡單、成本低廉、對器件依賴小等優點，并具有較好的幅相預失真補償能力，但是存在電路結構比較復雜、需要高速控制電路配合，也增加了軟件的復雜度。經正交調制和倍頻器，對基帶信號進行帶寬擴展和頻譜搬移，輸出所需帶寬和頻段的線性調頻信號。直接數字合成（Direct Digital Synthesis，簡稱DDS）方法。用這種方法產生的線性調頻信號的技術日益受到重視并廣泛應用，它是根據線性調頻信號的頻率線性變化、相位平方變化的特點而設計的。直接數字合成法采用兩級相位累加結構來得到線性調頻信號的二次變化的相位，然后根據相位值查存儲在ROM里的正弦、余弦表，將查得的值經D/A轉化得到相應的I、Q兩路基帶線性調頻信號。這種方法通過數控電路能對DDS輸出波形、頻率、幅度、相位實現精確控制，可在調頻帶寬內對雷達系統的幅度和相位進行校正，產生近乎理想的線形調頻信號。只要改變某些電路的參數設置，就可以改變線性調頻信號的時寬和帶寬。但由于DDS的全數字的全數字結構，雜散電平高是其自身固有的缺陷。
二、線性調頻脈沖信號壓縮的實現方法
線性調頻脈沖信號的壓縮通常有兩種方式：模擬壓縮和數字壓縮。目前模擬式脈沖壓縮器件有：具有大帶寬、小時寬的聲表面波（SAW）器件；中等時寬和中等帶寬的體聲波反射陣列壓縮器等。隨著高速、大規模集成電路器件的發展，對于大時寬大帶寬信號的脈沖壓縮通常采用數字方式壓縮。
數字脈沖壓縮系統較之模擬方法具有一系列優點：數字法可獲得高穩定度、高質量的線性調頻信號，脈沖壓縮器件在實現匹配濾波的同時，可以方便地實現旁瓣抑制加權處理，既可有效地縮小脈沖壓縮系統的設備量，又具有高穩定性和可維護性，并提高了系統的可編程能力。科技論文，壓縮方法。因此，數字處理方法獲得了廣泛的重視和應用。
1、線性調頻脈沖信號的時域數字壓縮實現
線性調頻信號的時域數字脈沖壓縮處理，通常在視頻進行，并采用I、Q兩路正交雙通道處理方案，以避免回波信號隨機相位的影響，可減少約3dB的系統處理損失。中頻回波信號經正交相位檢波，還原成基帶視頻信號，再經A/D變換形成數字信號，進行數字脈沖壓縮處理。I、Q雙路數字壓縮按復相關運算（即匹配濾波）進行，雙路相關運算輸出經求模處理、D/A變換，輸出模擬脈沖壓縮信號；I、Q雙路相關輸出的數字信號還可送后級信號處理。
2、線性調頻脈沖信號的頻域數字壓縮實現
由于高速A/D變換器、大規模集成電路技術以及快速傅立葉變換技術的應用，使寬帶信號的實時處理成為可能。科技論文，壓縮方法。采用DSP及FPGA的頻域數字脈沖壓縮處理的優點是處理速度高、工作穩定、重復性好，并且具有較大的靈活性。
3、線性調頻脈沖壓縮方案
根據線性調頻信號的特點及其脈沖壓縮原理，數字脈沖壓縮系統首先要將回波信號經A/D采樣變成數字信號，再進行脈沖壓縮。時域數字脈沖壓縮實際上是將回波數據與匹配濾波器進行復卷積，而頻域數字脈沖壓縮則是通過對回波數據進行FFT后，與匹配濾波器的系數進行復數乘法運算，然后再經過IFFT得到壓縮脈沖的數字數據。對于N點長度的信號，在時域實現數字脈壓，需要進行L2次復數乘法運算，而頻域卷積法僅需2L1og2L次復數乘法運算，大大減小了運算工作量。另外，考慮到抑制旁瓣加權函數，若在時域實現數字脈壓，不僅要增加存儲器，而且運算量將增加一倍，在頻域實現抑制旁瓣加權函數，不需增加存儲器和運算量。
三、線性調頻脈沖信號的加權處理
線性調頻信號通過匹配濾波器后，輸出脈沖的包絡近似Sinc(x)形狀。其中最大的第一對旁瓣為主瓣電平的一13.2dB，其他旁瓣電平隨其離主瓣的間隔x按1/X的規律衰減，旁瓣零點間隔是1/B。在多目標環境中，這些旁瓣會埋沒附近較小目標的主信號，引起目標丟失。為了提高分辨多目標的能力，必須采用旁瓣抑制的措施，簡稱加權技術。科技論文，壓縮方法。加權可以在發射端、接收端或收、發兩端上進行，分別稱為單向加權或雙向加權。科技論文，壓縮方法。其方式可以是頻率域幅度或相位加權，也可以是時間域幅度或相位加權。科技論文，壓縮方法。此外，加權可在射頻、中頻或視頻級中進行。科技論文，壓縮方法。為了使發射機工作在最佳功率狀態，一般不在發射端進行加權。目前應用最廣的是在接受端中頻級采用頻率域幅度加權。
引入加權網絡實質上是對信號進行失配處理，所以它不僅使旁瓣得到抑制，同時使輸出信號包絡主瓣降低、變寬。換句話說，旁瓣抑制是以信噪比損失及距離分辨力變差為代價的。如何選擇加權函數這涉及到最佳準則的確定。考慮到信號的波形和頻譜的關系與天線激勵和遠場的關系具有本質上的共性，人們應用天線設計中的旁瓣抑制原理，曾提出海明加權、余弦平方、余弦四次方加權等幾種最佳加權函數。但是這些理想的加權函數都較難實現。因此，只能在旁瓣抑制、主瓣加寬、信噪比損失、旁瓣衰減速度以及技術實現難易等幾個方面進行折衷的考慮選取合適的加權函數。
結語：隨著數字技術和大規模集成電路技術的飛速發展，數字脈沖壓縮(也稱脈壓)技術以其性能穩定、抗干擾能力強、控制方式靈活以及硬件系統更小型化等優點，逐步取代早期的模擬脈壓技術，成為現代脈壓系統的發展趨勢。特別是近年來高性能通用數字信號處理器的出現，為雷達脈沖壓縮處理的數字化實現提供了一種工程實現途徑。數字脈壓系統的實現可以滿足體積小、功耗低和成本低等條件，其相關問題的研究成為國內外廣大學者研究的熱點問題之一。
參考文獻：
1、王世一《數字信號處理（第1版）》[J]北京:北京理工大學出版社1997；
2、任培紅《脈沖壓縮信號的特點、產生、及壓縮方法》[J]電訊技術1999(2)；
3、姜田華《實現直接數字頻率合成器的三種技術方案》[J]電子技術應用2004(3)；
【關鍵詞】射頻直采；GNSS；FPGA；DDR3；濾波
【Abstract】This paper puts forward a multi-frequency signal acquisition system based on sampling technology of RF satellite signals， simplifying RF front-end， increasing the sampling bandwidth， without mixing， multi-frequency signals can be sampled simultaneously. And then enter the FPGA sampling again to finish digital down conversion， shunts filtering， finally the procedure will be cached into DDR3， using Ethernet to realize the multi-channel signal synchronous acquisition. This method not only makes the RF system simple and flexible， but also reduces the interference caused by the RF front-end， achieving the integrity of the signals， improving the quality of sampling signal. The result of the experiment shows that the system is able to collect data from multiple bands continuously， and verifies the validity of this system through capturing the signals of GNSS.
【Key words】Direct-RF； GNSS； FPGA； DDR3； Filter
0 引言
隨著電子技術和用戶需求的快速增長，衛星導航技術已廣泛應用于國計民生、社會發展的各個領域，并顯現出巨大應用潛力。國際四大系統都開始運營，我國的北斗系統建設發展已經有十幾年之久，目前只是覆蓋亞太區域的東南亞地區，為以后的全球系統建設奠定基礎，北斗系統逐漸進入到各個領域，具有重要的軍事戰略意義和顯著的經濟效益。
利用多系統進行導航將有效地減小電離層時延誤差，提高定位精度，在有遮擋的區域可以提高導航的連續性和有效性。傳統的導航接收機，射頻前端需要多級混頻、放大、濾波，混頻器和放大器設計難度較大，如果在多頻點和多系統接收機中，這個難度就更大，針對此問題，本文設計研究了射頻直接采樣GNSS數字電路，規避混頻，簡化系統結構，增加了系統的靈活性，在接收不同頻段信號時，接收機只需要調整前端的濾波器和AD采樣率。
1 硬件平臺設計
在衛星導航接收機硬件思想描述上，為了保證信號完整性、實時性，按照軟件無線電的設計思路，盡量讓AD靠近天線端口。若AD具有高增益、高靈敏度、高動態范圍，那么前端的設計就可以簡化，首先在射頻前端用低噪放對信號進行放大、帶通濾波，然后對多頻信號進行分路濾波，再將濾波后的信號送至高速AD進行采樣，通過FPGA進行緩沖和數據處理（FIR數字濾波及抽取），最后將數據封裝成幀通過以太網口將數據打包送至上位機，上位機在物理層捕獲以太網數據包，解析MAC地址將需要的數據存儲到硬盤之中，最后通過軟件利用采集到的數據進行捕獲跟蹤及定位解算，圖1（a）為系統整體硬件平臺的結構。
1.1 射頻前端設計
目前，射頻直接采樣和數字下變頻主要有 2 種實現方式：一種是選擇較高采樣率對接收信號直接采樣，利用抽取濾波（在FPGA上實現）方法降采樣率的多系統多頻點接收機，可以選用 1600MHz 的 A/D 采樣速率（時鐘上下沿同時采樣可以達到3.2GHZ），由于受到硬件和布線水平的限制，此方法實現難度大；另一種是選擇較低的采樣率，對幾個窄帶信號通過射頻直接帶通采樣完成簡單的數字下變頻，而直采技術具備與模擬射頻前端進行多級下變頻具有一樣的性能。本文將采用前一種設計思路，選擇合適的采樣率對接收的多路導航信號進行直采，然后利用多相濾波器結構、積分梳狀濾波器、半帶濾波器與高階FIR 濾波器等技術設計抽取濾波網絡，降低信號采樣率，實現多頻信號的分離和下變頻。
ADC采樣時鐘來自于頻率合成器輸出的時鐘，為了滿足ADC對于采樣時鐘的相位噪聲，本設計使用了10MHz的原子鐘作為頻率合成器輸入，通過FPGA將頻率配置成需要的頻率，也可以由外部時鐘源直接倍頻輸出。前端需要將信號放大至ADC可以采樣的電平，接收到的衛星導航信號能量約為-141dB，GNSS天線增益為50dB，前端的增益足夠對信號采樣。
1.2 基于射頻直接采樣的采樣頻率選擇
帶通采樣定理在頻分多路信號的編碼、數字接收機的中頻采樣數字化中有重要的應用。
在系統設計中，使用帶通采樣定理對射頻信號進行采樣。根據帶通采樣定理，采樣率將只與信號帶寬有關，與載波頻率無關，這將使采樣率大大降低。采樣率最低應不小于兩倍頻率，也可以說成要求是不低于各頻帶帶寬和的兩倍，計算公式如下：
針對表 1 中列出導航信號載頻及信號帶寬分布關系，首先確定合適的射頻采樣頻率這對整個系統的設計至關重要。1）利用數字混頻的方法將采樣頻率降低到124MHz（多路信號帶寬和），為了能夠進行整數倍抽取，考慮選擇 124MHz 的整數倍頻率；2）從圖2上可以看到，低載頻的5路導航信號L2C、E5b、E5a（L5）、L2P（Y）、E6 信號的頻譜相距很近，近似看為一個信號，記為A；同理 L1C/A（E1b/c） 頻點的信號看作另一個信號，記為B；3）由于信號A的帶寬較寬，為 127.875MHz（1 166.22MHz～1 294.095MHz），用式（1）對其進行帶通采樣，然后，用相同的采樣頻率對信號B進行采樣。
用此采樣頻率進行射頻直接采樣，可達到頻譜無混疊。并且進行D=3倍抽取后，即能降采樣到124MHz。采取分級抽取降采樣率的方法可實現。降采樣后，信號A與信號B相距很遠，仍然可以當作兩個窄帶信號來處理。
1.3 降采樣率抽取濾波器的選擇
在FPGA上實現降采樣抽取濾波，濾波器選擇窄帶濾波器具有尖銳的截止特性（窄帶電調濾波器）。只有將帶寬參數趨近于信號帶寬，這樣就不會發生信號混疊，影響信號質量。
AD采樣率太高，由于FPGA的工作頻率限制，必須降采樣運行。抽取就是把原來采樣點按每隔D點生成新的序列，這樣新的采樣率就降為原來的1/D（D>1），通過PLL將FIR的時鐘分出不同的頻率，用這個頻率接收FIR輸出的數據，即可以完成數字信號D倍的抽取，抽取后將大大減少數據量，降低處理難度。
設原始輸入信號為X（n），抽取后的信號為XD（m），則抽取后的信號表示為：XD（m）= X（mD）。經濾波抽取信號頻譜變為：
要不想產生混疊，可以進行如下操作，首先原始信號通過一個LDP數字低通濾波器（帶寬為π/D），對原始信號進行濾波，使原始信號的頻譜中只含有小于π/D的頻譜存在，再進行D倍抽取，那么抽取后的頻譜就不會發生混疊。
常用的抽取濾波器包括半帶（HB）濾波器、積分梳狀（CIC）濾波器。HB濾波器是一種特殊的低通FIR數字濾波器，特別適合2倍抽取（D=2），并且HB濾波器的長度為奇數，其沖激響應h（k）為實數且為偶對稱。當實際的抽取倍數不是2的冪次方，此時就需要用到積分梳狀濾波器進行3倍抽取。
1.4 抽取濾波器的設計
針對圖（b）所示經直接采樣后的導航信號頻譜示意圖，要實現多系統多頻點的分離并且降采樣。由于信號A與信號B頻譜相距較遠遠，采樣后信號利用一級CIC濾波器級聯實現3倍抽取，濾掉A信號，并且采樣率變為124MHz。將L2C信號頻譜搬移到零頻，再用一個FIR低通濾波器，濾除帶外信號。L1 C/A信號的分離與降采樣率實現同L2C信號。對于A信號，將帶通采樣后的信號經過一個3階高通濾波器后，濾除B信號，并進行抽取。同理將E6信號頻譜搬移到零頻，使用一級CIC濾波器實現1倍抽取，再經過一級HB濾波器實現1倍抽取，再用FIR低通濾波器低通濾波，此時E6信號分離并且采樣率降低為124MHz。
數字信號處理中濾波器是核心，單級CIC濾波器的旁瓣電平是比較大，低于主瓣13.46dB，通帶紋波對主瓣的影響，阻帶截止特性不夠明顯。如果采用3級CIC濾波器級聯，帶通特性明顯，阻帶衰減可達到40dB以上。幾百兆或者幾十兆的高速信號經過CIC濾波器抽取不會發生頻譜混疊。HB濾波器具有良好的通帶抑制紋波小和阻帶截止滾降特性明顯。以上兩種濾波器的幅頻特性由抽取次數和級聯級數決定，濾波和降采樣同時進行。
1.5 其他核心器件
兩個DDR3即雙倍速率同步動態隨機存儲器。為了適應高速信號的采集存儲，保證采集信號的完整性和存儲的連續性。系統使用了兩片MICRON公司的高存儲密度和高帶寬的數據存儲應用的理想選擇。
在多頻高速信號數字電路中，時鐘電路是整個系統的最關鍵部件。采樣時鐘的抖動和相位噪聲會完整地傳遞給采樣輸出，從而影響系統的載噪比。同步時鐘依賴的時鐘穩定度取決于時鐘芯片的電源相噪。本系統采樣時鐘由外部時鐘源提供LVDS電平，因此不需要對輸入時鐘源進行電平轉換及電路匹配設計，可以達到ADC的時鐘輸入要求。選用TI公司的芯片對時鐘電路進行管理，芯片傳輸延時75ps，周期間抖動0.5ps，可滿足時鐘分配及傳輸要求。
本系統采用MICREL公司的千兆以太網芯片，通過BEL公司的網口接插件（自帶電平變壓器），將采集的高速數據上傳至PC上位機或者至下級的DSP處理實現面向對象的人機交互和顯控。以太網的PHY是直接連接到FPGA的內部ARM核，將采集處理數據封裝成幀以MAC地址進行發送。以太網參考時鐘是25MHZ，可以倍頻到千兆。而到上位機進行數據獲取時，FPGA發送數據時僅使用以太網的物理層，所以在PC主機抓包時僅需關注數據包的 MAC 地址信息即可，不需要再對 TCP/IP 協議進行分析和處理。
2 仿真實驗
通過配置不同采樣率，對實際衛星信號進行采集存儲，利用快速捕獲算法，對采集到的數據進行捕獲處理，獲得信號相關峰，如圖3所示。分析頻率與碼相位在二維搜索的影響，對1ms信號進行時域和頻域的捕獲，并且噪聲系數和信號頻譜譜峰相差很大。因此，本文設計的直采系統適合GNSS系統。
3 結論
本文介紹了基于射頻直接采樣的GNSS多頻點數字系統的設計。論文從硬件平臺入手，主要有射頻前端、數字信號處理、以太網與上位機互傳等，對多系統多頻點采樣率選擇和FPGA采樣數據的抽取，利用半帶濾波和CIC濾波抽取方法實現中頻下變頻。該系統在靈活性和可擴展性方面都要優于傳統的下變頻采集系統，具備很好的通用性。
【參考文獻】
[1]陳媛，常青.導航信號的射頻直接采樣與數字下變頻方法[J].信息電子與工程，2010，10，8（5）.
[2]楊亮，郭佩，秦紅磊.射頻直接采樣多頻GNSS信號采集系統的實現[J].電訊技術，2011，8，51（8）.
[3]黃杰文，李楊，禹衛東.直接射頻采樣的 L 波段星載 SAR 數字接收機設計[J].中國科學院研究生院學報，2010，7，27（4）.
[4]常高嘉，馮全源.基于 FPGA 的高速數據采集系統的設計與實現[J].電子器件，2012，10，35（5）.
[關鍵詞]雷達；頻率綜合模塊；中頻接受模塊；信號接收
中圖分類號：TN958 文獻標識碼：A 文章編號：1009-914X（2017）05-0333-02
可以按照不同的工作頻段對雷達進行劃分，常見厘米波雷達、毫米波雷達、分米波雷達，毫米波雷達與其他雷達比較有著更多優勢，通過脈沖壓縮可以將分辨率大大提高，還具備更大的絕對帶寬，基于這幾點可以獲得更高的增益，即使是在相同的天線孔徑下也能夠做到，分辨率也大大提高。全相參技術中頻率綜合源是核心技術，也是雷達系統關鍵組成，保證頻率綜合源的寬帶寬與快速多點頻率捷變、降低功耗是設計關鍵。
1 頻綜模塊設計與實現
1.1 鎖相環頻率合成技術理論
作為一種具備跟蹤與閉環自動化控制功能的系統，鎖相環路（PLL）的主要作用是保持與外界參考時鐘的同步，同時也與電路輸出的信號保持一致性。如果參考時鐘頻率發生改變，應用鎖相可以對這種變化進行檢測，可以及時發現頻率異常，且內部發出的反饋也能夠為輸出頻率的調節提供依據，以上過程的同步進行就是“鎖相”。鑒相器與環路濾波器、壓控振蕩器是環相的幾個重要組成。
鑒相器是一種相位比較裝置，主要功能是比較反饋相位與輸入信號相位差，還能夠對相位差轉換，最終以電壓形式輸出。低通特性是h路濾波器的主要特征，主要功能是調整環路參數。一電壓一頻率變換的裝置就是壓孔振蕩器，分為負阻壓控振蕩器與晶體壓控振蕩器、LC壓控振動器幾種。
1.2 頻綜模塊設計方案
鑒于頻綜模塊有著大量頻率需要輸出，也使得單一頻率綜合的過程變得較為繁瑣，可以讓鎖相環與倍頻鏈路結合，通過兩者的結合可以實現頻率綜合，確保這種綜合方式不那么復雜。系統中晶振直接產生系統時鐘信號，輸出以放大形式完成。AD時鐘信號1的產生需要使用到鎖相環原理，而AD時鐘信號2則從三倍頻中產生，即400MHz信號，1.2GHz信號二倍頻率后獲得DA時鐘信號。
1.3 電路設計
以上介紹了AD時鐘信號與DA時鐘信號的產生，AD時鐘信號頻率可以切換，如果頻率為400MHz/1.2GHz輸出的時鐘信號可以為2.5GHz。為了使電路設計不那么繁瑣，400MHz信號產生應用鎖相環方式，信號經過一系列的處理，包括濾波、放大與進入到一分二功分器等過程可以最終進入到三倍頻率器，將1.2GHz信號生成。然后1.2GHz信號再次進行濾波、放大、分二功分器分為兩路后最終進入到另一個輸入端，經過二倍頻最終將2.5GHz產生，這一過程均體現了濾波―放大―輸出過程。
1.4 版圖設計
頻綜模塊的電路設應用到的基板為Rogers RT4003，基板的厚度為0.620mm。此次設計為了將設計面積減少，減少原材料，應用到了LC濾波器，采用倒裝的方式，且射頻信號線應用到的是40Ω的傳輸線，可以更安全的接地，同時設計應用到了非常多的接地孔。
1.5 結構設計
頻綜模塊的結構設計也是重點，依據用戶需求設計模塊的外形，為了防止出現相互間的干擾使信號接收與發送出現誤差，應用到了隔板，目的是對頻綜模塊進行分割，形成若干個獨立的腔體，這樣就能夠減少信號間的相互干擾。鑒于輸出經過模塊的左側，且一部分信號輸出經過背腔使用同軸的電纜引導輸出，將微帶濾波器固定到獨立腔體中，可以使性能更加穩固。射頻輸出口應用SMA接頭的頻綜模塊信號控制使用矩形接頭輸入。
1.6 設計存在的問題與修整
第一版頻綜模塊設計依然存在一些不足之處，調試過程中出現了問題，發現C波段的雜散高，且在各個輸出端口存在問題，因為在高本振信號雙環電路中，有著非常高的本振動率，且輸出了C波段鎖相環路以后，使用放大器對其進行放大處理以后，功率也會隨之升高，即使有措施可以將這一問題解決，但是依然有著較高的雜散。由此，在第二版頻綜模塊設計中對X波段鎖相環路進行優化調整，使其能夠提供混頻器本振信號，這樣就可以使C波段的鎖相環路成為混頻器中的一個射頻參數，輸入更加穩定、誤差減少，不需要受到大功率的影響，從而省略了放大器的應用。
還有一個問題是結構倒裝器設計成正面開槽樣式，這樣進行加壓板的安裝時，鑒于平面由多個小的平面拼接而來，會出現一系列的裝配問題，從而不能將電路板背面保持良好的接觸。在第二版的設計中，還需要應用到減震墊，安裝應用正面開槽的方式，而倒裝的LC濾波器背面安裝的方法可以使正腔底部有一個非常穩固的平面，從而將電路接地問題減少。
2 中頻接收模塊設計與實現
2.1 射頻電路設計
2.1.1 接受鏈路的設計
放大器與下變頻器、濾波器、VGA均是中頻放大器的與相位的重要組成，且三條接收鏈路基本一致。其中，下變頻器是非常重要的組成，將射頻的頻率移動至中頻頻率中是這一組成的主要功用，可以在移動過程中將需要應用到的信息保留，進而在對信號處理與采集時更加方便。接收鏈路的具置在混頻器的前側，作用是可以提供增益，但是有著較小的噪聲系數與較大增益，往往沒有較高的噪聲系數要求。而中頻放大器處于鏈路的最末端，也有著非常高的增益，且功率的輸出能力較好，基于此需要應用到的工作帶寬較寬。在混頻器的后級有濾波器，設置濾波器的作用其實很顯然，即，對雜散進行抑制，有著較好的矩形系數，此次設計應用到LC集總參數濾波器。
2.1.2 檢波耦合電路設計
對檢波耦合電路設計的目的是確保其能夠接收到更多的耦合部分能量，從而將功率信息轉換為電平信號，此次應用到的檢波器為反斜率形式的，工作頻率為1MHz-7GHz，最大的輸出功率為-80dBm。其中，按照差分輸入的方式使用AD8318，可以將高阻抗輸入，這是在低頻下，同時還能夠與一個50Ω的電阻匹配，其工作模式分為測量模式與控制模式兩種，可以在工作控制模式下；連接VGA與AD8318，然后再通過Vset實現AGC。AD8318檢波器具有一定優勢，體現在：有著較快的響應速度，通常為10ns/12ns，能夠對窄的脈沖信號快速反應，如果信號波出現時，如果依然較快響應，將容易造成檢波波形出現較大的起伏落差，從而使AGC的控制減弱。AD8318還可以借助CLPF管_與電容的方式連接，通過這種方式對響應時間進行調整，為此，增加平滑檢波波形在該電容值中。
2.1.3 本振電路設計
本振電路設計的目的實際上是對輸入的本振信號放大處理，此電路的組成有放大器、濾波與功分等。為了防止放大器中產生過多的諧波，使信號出現干擾，就需要應用到低通濾波器，這種濾波器的損耗同時也較小，二次與三次諧波得抑制大小分別為32dBc與20dBc。
2.2 AGC電路設計
可以按照不同的信號將AGC分為數字控制與模擬控制兩種形式，前者的優勢是直接控制，有著較快的響應，不需要再對D/A進行轉換，但是不足是應用到了數控衰減器會與VGA的連接過程中出現一些誤差，且兩者的連接有一定復雜性，不便于操作，容易對射頻電路產生過多的干擾。AGC的一個關鍵作用是對信號大小進行判斷，但是雷達為脈沖體制，想要明確脈沖周期變化存在一定難度。為此，AGC的策略為：采用AD8318反斜率檢波器，低電平與脈沖信號的高功率狀態對應，如果FPGA可以持續對電平變化進行監測，如果功率電平下降，可以對門限值進行設定，如果認為有脈沖信號輸入，可將開始采集到的數據當成判斷的指標。此外，為了更好的對連續波信號調試與測試，設置了延時觸發在AGC電路中，可以使電路觸發時間變得可控。
結束語
本文主要對雷達頻綜模塊設計與實現與中頻接收模塊設計與實現進行了分析，表現了經過兩次的設計調試以后各項技術指標均能夠滿足用戶需求。當前的頻綜模塊與中頻接收模塊可以將數字波形產生與毫米波TR模塊、天線等結合起來進行綜合調試，且應用效果較好。頻綜模塊與中頻接收模塊設計中依然有很多問題值得改進，包括電路設計與結構設計等，仍需要進一步研究與優化。
參考文獻
[1] 張志剛.90dB大動態范圍可控AGC系統及其在雷達遠程測量平臺中的使用[D].上海交通大學[碩士論文]，2011.
[2] 李良.微波寬帶自動增益控制技術研究[D].電子科技大學[碩士論文]，2013.
關鍵詞:滑模變結構控制;反演控制;自適應;一階濾波器;魯棒性
中圖分類號:TP202文獻標識碼:A文章編號:1009-2374(2009)20-0042-02
現今,在電力電子和自動化領域都對DC-DC開關變換器的研究引起很大的興趣,主要是因為現在的開關電源普遍應用于家用電器、通信等各個領域。Backstepping設計方法被稱為反步法,又稱后推法、回推法或反演法,它通常與Lyapunov型自適應律結合使用,即綜合考慮控制律和自適應律,使整個閉環系統滿足期望的動靜態性能。該方法由Kokotovic等于1991年首先提出,近年來引起了眾多學者的重視,相關研究文獻不斷見諸于各類期刊及論文集。本文就是考慮在此方法的基礎上針對負載變化的情況,又結合了滑模控制和一階濾波器,從而使輸出電壓達到了非常穩定精確的輸出狀態。
一、buck變換器的數學模型
Buck變換器是有一些電力電子元件組成的電路,如圖1所示:
在具體分析中,我們假定電路各電感、電容、晶體管、二極管均是理想的。
故以上分析的狀態方程式可簡化為:
式中,x1,x2是buck變換器的電感電流和電容電壓,R是負載電阻。u是開關函數,E是輸入電壓。
二、控制器設計
第一步:選取位置誤差z1=x2-vd,其中vd為期望的輸出電壓值。
對z1求導得:
(1)
其中,以為虛擬控制量。
第二步:引入誤差z2=-,所以1=+z2-
這時為了求得2,仿照上述方法,引進一階濾波器。其傳遞函數為:
G(s)=
其中,為濾波時間常數。所以有:
+= (2)
則可以得到:
2=- =-+u-z2 (3)
設計滑模面s=bz1+z2,b為大于零的常數。求導可得:
=b+ bz2-b-+u-z2(4)
構造Lyapunov函數
V=z12+s2+2
為了消除估計誤差,可得參數的自適應律為
=-z1-s(5)
選擇控制律
u=-[b+bz2-b--z2 +k(s+sgn(s))] (6)
其中,k,為設計的參數。
則Lyapunov函數的導數為:
=z1z2+z1-z1-ks2-ks(7)
由電路的原理圖可知,有等式x1=x2成立,所以Lyapunov函數的導數為:
=z1z2+z1-z1-ks2-ks=-ks2-ks (8)
由式(8)知,只要通過選取適當的k,的值,就可使得Lyapunov函數的導數小于零,即
的有效性和可行性。
三、仿真研究
當R未知的時候,采用帶有濾波器的Back stepping滑模控制方法,對buck電路進行仿真。
由上面的分析,可知,取控制器為:
u=-[b+bz2-b--z2 +k(s+sgn(s))]
取自適應律為:
=-z1-s
控制器和自適應律的參數取為r=10-9,b=300 ,k=10000 , =500,=2。
我們取buck變換器電路參數為負載電阻R=30,輸入電壓E=15V,期望的輸出電壓vd=6V,電感L=20mH, 電容C=68F,其仿真如圖2所示:
圖2顯示了電壓的跟蹤性能,輸出電壓能夠準確的跟蹤我們的期望值,沒有紋波出現,而且系統的上升時間很小。
對負載參數變化的系統的響應曲線如圖3所示:
由圖3可以看出,不管負載怎么變化,輸出的電容電壓總能滿足我們的要求,不僅達到期望的輸出值,而且電壓曲線非常平滑,沒有紋波出現。在負載擾動過后的一小段時間內,就能穩定得到期望的輸出值,調整時間非常短。
四、結語
從buck電路的平均模型出發,考慮負載為未知的情況時采用了Backstepping滑模控制方法,并引進了一階濾波器,避免了控制器系數項的膨脹,結合了自適應控制的方法,對可參數化的未知量R進行在線辨識,經過仿真,驗證了設計的合理性,說明了此方法的快速性和強魯棒性。
參考文獻
[1]H.EL FADIL,F.GIRI,Nonlinear and Adaptive Control of Buck Power Converters [C].Proceedings of the 42nd IEEE conference on Decision and Control,2003,(12).
[2]高為炳.變結構控制的理論及設計方法[M].北京:科學出版社,1998.
[3]Li W L,Jing Y W,Dimirovski G M,Liu X P. Nonlinear robust control based on adaptive back-stepping design for Thyristor Controlled Series Compensator [C].IEEE CCA 03 Conference,Turkey,June,2003.
[4]Bartolini Cz.,Ferrara A,Giacomini L,Usai E A combined back tepping second order sliding mode approach to control a class of nonlinear systems[J].IEEE International Workshop on Variable Structure Systems,1996.
【論文摘要】近年來，隨著國家工業化和建筑智能化水平的不斷提高，現代建筑中的諧波危害也與越來越大，本文分析了危害的產生，從兩種性能濾波器的選擇給出了諧波的防治措施，僅供參考。
隨著技術的進步和計算機時代的到來，國家工業化和建筑智能化水平不斷提高，大容量電力整流、換流設備以及電子設備在各工業部門和電力系統及其自動控制中的廣泛應用，產生諧波的設備及數量均己劇增，并將繼續增長。實踐表明，來自供電系統的多種異常波形對敏感的電子設備的正常運行構成了嚴重威脅，甚至毀壞硬件，數據丟失，所造成的經濟損失是巨大的。智能建筑中大量的電子設備及電氣設備產生的諧波對配電系統污染嚴重，隨著智能建筑及智能小區的迅速發展，若治理不力，這種污染愈來愈重，將成為公用電網的主要污染源。因此現代智能建筑電氣設計中必須很慎重地考慮諧波以及它的不良影響，綜合治理好智能建筑的諧波和無功功率，對提高公用電網的電能質量以及提高智能建筑的功能和效益等方面有十分重要的意義。
1諧波的概念
國際上公認的諧波定義為：“諧波是一個周期電氣量的正弦波分量，其頻率為基波頻率的整數倍”。波形畸變是指交流電力系統中電壓或電流波形偏離正弦波。一個具有非正弦波形的周期變量可以用一組正弦變量及恒定分量之和來表示。頻率與原波形的頻率相同的分量稱為基波，其余頻率為基波整數倍的分量為諧波(hannonic)。諧波頻率和基波頻率的比值稱為諧波的次數。所討論的非正弦畸變波形應該是周期性重復而且持續一段時間的過程，所以諧波是屬于穩態范疇的念。
2諧波的危害
近年來，隨著社會的發展、科技的進步，電力系統的諧波源也發生了很大的變化。目前，日益增長的非線性負荷的應用引起的諧波電流將會給電纜、變壓器機帶來麻煩。智能建筑中產生的諧波電壓和諧波電流，對配電系統是一種污染，樓宇中的終端電氣設備與電子設備及樓宇智能化系統用電環境惡化，并的通信系統甚至配電系統以外的設備帶來危害。智能建筑中諧波主要來自于兩方面，一是大量非線性負荷形成的諧波源，導致配電系統的電壓、電流發生畸變，產生諧波；二是公用電網本身具有一定的諧波含量和配電變壓器等作為諧波源產生的諧波，由網側傳輸至配電系統。
2.1附加諧波損耗的產生諧波也能使一些大容量電力整流、換流設備以及電子設備產生諧波損耗。一些附加諧波損耗的包括：其一，由于變壓器的溫度升高，它的產生由于：諧波電流能增加變壓器的銅損和漏磁損耗或者是諧波電壓能增加鐵損。其二，電動機過熱或者產生附加力矩，由于它使電機主磁通呈脈動性，將產生高頻噪音、振動和轉動的周期變動，容易與機座發生共振現象，破壞機械設備本體，危害的嚴重性與諧波電壓、諧波電流以及旋轉電機的型式和結構有關。其三，諧波能引起電容器過熱、過壓，諧波電壓使電容器產生額外的功率損耗，并聯電容器其容抗隨著諧波頻率增大而減少，產生過電流，加速絕緣老化進程，增加絕緣擊穿故障。
2.2諧波能損壞敏感電子設備諧波對敏感電子設備的主要影響有：①對過零檢測以基波頻率為基準的電子設備，因諧波的的影響造成過零誤動作，這種多個過零破壞電子設備的運行，最明顯的是數字時鐘，任何應用過零原理的同步元件都應考慮這種影響。半導體器件經常在電壓過零時投入，以降低電磁干擾和涌流，多次過零會改變器件投入時間，破壞設備的運行。②電力電子電源使用波形的峰值以維持濾波電容器的全充電。諧波畸形可提高或削平波峰的峰值。其結果是即使均方根值的輸入電壓是正常的，電力電源將實際在高的或低的輸入電壓下，嚴重時設備的運行可能遭到破壞。③諧波會引起樓宇自動化、消防報警、辦公自動化、安全防范等系統的電子裝置誤動作，甚至無法工作。
2.3諧波惡化電力電纜絕緣和母線過熱電纜的分布電容可使諧波放大，諧波流過電力電纜時，所產生的集膚效應將會加重，使電纜產生過熱，附加損耗增大。諧波引起電纜損壞的主要原因是浸漬絕緣的局部放電、介損和溫升的增大。電纜的額定等級愈高，諧波引起電纜介質不穩定的危險性愈大。諧波電壓引起的電壓波形畸變會影響線路正常運行，當諧波電壓與基波電壓波峰重合時，可能使線路的電暈問題變得嚴重。在電網低谷負荷下當電網電壓上升而諧波電壓也升高的時刻，電纜更容易出現故障。
2.4降低開關設備的開斷能力高次諧波含量較高的電流將使斷路器的分斷能力降低。這是因為當電流有效值相同時，波形畸變嚴重的電流與工頻正弦波形的電流相比較大。當存在嚴重的諧波電流時，某些斷路器的磁線圈不能常工作，開斷將更為困難，而且由于開斷時間延長而延長了故障電流切除時間因而造成快速重合閘后的再燃。各種中壓斷路器在截斷電感電流時，可能發生大的諧頻涌波電壓和重燃現象，這和截流過程中激發的暫態參數諧振有關，并且常常受到附近電容器的響聲。
3簡述諧波的控制方法
以上列舉了幾種危害以及危害產生的原因，就其特點我們主要是從以下兩方面考慮：一是裝設諧波補償裝置來補償諧波，這對各種諧波源都是適用的；二是對電力電子裝置本身進行改造，使其不產生諧波。
3.1采用無源調諧濾波器以前傳統的諧波補償辦法主要是采用LC組成的無源調諧濾波器，由濾波電容器、電抗器和電阻器適當組合而成。它利用電容、電感在諧波頻率時發生諧振，提供諧波入地的低阻通路，使諧波導入大地脫離電網。它的優點是：在基波時呈容性，能夠同時補償電網中感性無功功率，具有結構簡單、技術成熟、前期投資少、功率容量大、運行可靠性高、運行費用低等優點，一直被廣泛使用。但它缺點也較多：受電網阻抗和運行狀態影響大，易和系統發生并聯諧振，導致諧波放大，甚至過載燒毀；它也只能補償固定頻率的諧波，當所需補償諧波較多時需裝置多組濾波器，既增加了成本也降低了可靠性。
3.2有源電力濾波器有源濾波器是20世紀80年代以來逐漸興起的諧波抑制新方法，目前己成為諧波抑制的一種趨勢。它的優點是：能對頻率和大小都變化的諧波和無功進行補償，可以彌補無源濾波器的不足，獲得比無源濾波器更好的補償特性，是一種理想的補償諧波裝置。與無源濾波器相比，有源濾波器有以下優點：①為高次諧波電流源，不受系統阻抗的影響。②沒有共振現象，系統結構的變化不會影響補償效果。③原理上比LC濾波器更為優越，用一臺裝置就能完成各次諧波的補償。④即使高次諧波的頻率發生變化，也能完全補償。有源電力濾波器的變流電路可分為電壓型和電流型，目前實際應用的裝置中90%以上是電壓型。從與負載連接形式的角度可分為并聯型有源電力濾波器和串聯型有源電力濾波器兩大類。現在運行的裝置幾乎都是并聯型，上述類型都可以單獨使用也可以和LC濾波器混合使用。目前，有源電力濾波器的研究主要集中在交流有源電力濾波器，直流有源電力濾波器的研究也在逐步開展，典型的研究之一是在直流輸電系統中的應用。
3.3高功率因數變流器整流裝置是電力系統的主要諧波源。對整流裝置改進，使其盡量不產生諧波，并且電流電壓同相位，稱高功率因數整流器或高功率因數變流器。①采用整流電路的多重化。②采用脈寬調制整流電路。③采用帶斬波器的二極管整流電路。④矩陣式變頻電路。
參考文獻
1宋文南，劉寶仁.電力系統諧波分析[M].北京：水利電力出版社，1995